回覆：Buck變換器上管MOSFET開關速度的分析及提高

目前，Buck變換器在電腦主機板、通訊電源、手機等電子產品中的應用越來越廣泛。隨著全世界節能減排的發展，Buck變換器的效率成為評價電源系統性能優劣及可靠性的最重要指標。Buck電路的效率跟很多因素有關，例如電感線圈的DCR，電感的磁芯材料，上管(HS)和下管(LS)MOSFET，PCB layout等。為了得到較高的效率，通常我們需要儘可能的提高HS的開關速度以降低其開關損耗，同時需要儘可能的選擇具有較小Rds(on)的LS以降低其導通損耗。

本文將透過功率MOSFET管的工作特性，系統的分析如何選擇具有較快開關速度的上管，同時，在給定上管的條件下，從外圍元件選擇和PCB佈線的角度分析如何進一步最佳化上管的開關速度，從而為設計工程師提供一些依據，來找到系統設計的一些問題，提高電子系統的效率及可靠性。

1. Buck變換器及損耗分析

圖一是基本的同步整流Buck電路，Q1是HS MOSFET，Q4是LS MOSFET, L1為功率電感。這裡我們只考慮MOSFET的損耗，其主要有如下幾種:

1.上管的開關損耗；2.上管的導通損耗；3.下管的開關損耗；4.下管的導通損耗；5.死區時間內二極體的導通損耗；6.下管二極體的反向恢復損耗；7.上下管Coss的損耗；8.上下管的驅動損耗

圖1：Buck Topology

HS的開關損耗在HS和LS總損耗中佔據很高的比例。如下圖為VIN=12V, VOUT=1V, 工作頻率600KHz下各種損耗所佔比重分佈，可以看出，上管的開 關損耗在上下管的總損耗中佔比35%，在上管的總損耗中，上管的開關損耗佔比接近75%。所以，降低上管的開關損耗，對於系統的設計來說尤為重要。由於上管工作在硬開關狀態，只有提高開關速度，才能降低其開關損耗以提高效率。下面，我們重點分析上管的開關速度跟MOSFET的哪些引數有關，以及如果提高開關速度。

圖2：Figure 2 Buck變換器HS和L S損耗分佈

2.影響上管開關速度的引數

(1)HS Rg

HS Rg的大小會影響驅動電流Ig，進而影響上管的開關速度。如下圖所示為當HS Rg從 1歐姆到10歐姆變化時，HS dv/dt會變慢。所以較小的Rg可以獲得較快的開關速度。

圖3：Figure 3 HS Rg引數掃描分析

(2) HS Crss

Crss即米勒電容，較大的Crss意味著在MOSFET開關的時候，米勒平臺就會更長，從而開關速度就會越慢。所以，我們在設計的時候，儘量選擇Crss低的上管來提高開關速度。

圖4：Figure 4 HS Crss引數掃描分析

(3) PCB Layout

HS驅動迴路的PCB layout對其開關速度會產生很大的影響。舉一個例子，如下同步Buck電路，Q1為PairFET，型號為AOE6982T，驅動IC為ISL6207。驅動IC的pin8(phase)為上管的sense pin，該pin的連線位置對驅動迴路會產生很大影響。為了驗證這一影響，我們設計兩個PCB: PCB 1#：驅動IC pin8連線至A點(上管的源極)；PCB 2#：驅動IC pin8連線至B點(電感L1的左端)。

圖5：Figure 5 同步Buck電路

圖6：Figure 6 PCB 1#：驅動IC pin8連線至A點(上管的源極)

圖7：Figure 7 PCB 2#：驅動IC pin8連線至B點

在同樣的條件(兩個板子使用同一顆MOSFET，同一個電感)下，測試兩個板子的效率，得到如下效率曲線。測試條件如下，VIN=12V，VOUT=1V，開關頻率=600KHz, L=250nH。 由曲線可知，在Io=25A時，PCB 1#的效率比PCB 2#高出0.7%， 也就是說，驅動Ic的pin8連線到上管的源極可以得到較高的效率。

圖8：Figure 8 PCB 1#和2#效率對比

分析：上管的驅動分為兩種型別，一種稱為共源電感驅動(common source)，另一種稱為非共源電感驅動（non - common source）。所謂common source就是指上管寄生的源極電感（source inductance）和 PCB走線電感等都被包括在驅動迴路裡面、如下圖，上管驅動的地(HS sense)連線在B點。非共源電感驅動是指如上所說的電感不被包括在驅動迴路裡面，即驅動迴路的地( HS sense)連線在A點。

當採用共源電感驅動方式時，驅動迴路裡面串聯了一個電感LHS，該電感會減慢上管的開關速度。當上管開通時，流過漏源極的電流快速增加，該電流會在LHS上面感應出一個上正下負的電壓LHS*di/dt，該電壓會減慢Vgs的爬升速度，從而減慢上管的開通速度。當上管關閉時，流過漏源的電流快速減小，該電流會在LHS上面感應出一個上負下正的電壓，該電壓會感慢Vgs下降的速度，從而減慢上管的關閉速度。所以，採用共源電感驅動時，LHS會減慢上管的開通和關閉速度，增加了開關損耗，損失了效率。

圖9：Figure 9 HS驅動迴路模型

(4)環路電感(loop inductance)

所謂環路電感，是指整個功率環路的所有電感值的和。如Figure 9所示，L1, LHS和LLS的和即為環路電感。在下管關斷，上管開通的過程中，當上管完全導通(Vds接近於零)後，phase點的電壓Vphase=Vin-(L1+LHS)*di/dt，此時環路電感的大小將控制phase點電壓的上升斜率dv/dt。如Figure10, 環路電感較小時，phase點電壓的dv/dt較大，上管的開通速度較快，開通損耗較小。

圖10：Figure 10 環路電感1.8nH時的開關波形

圖11：Figure 11 環路電感2.8nH時的開關波形

3.結論

(1 )驅動電阻越小，HS的開關速度越快。

(2)Crss越小，HS的開關速度越快。

(3)在PCB layout時， HS驅動的地(HS sense)要從最靠近源極引腳的地方引出以減小驅動迴路裡的電感，提高HS的開關速度。

(4)較小的環路電感，HS可以得到較快的開關速度，在PCB layout時要尤其注意，儘量減小環路電感。

回覆：Buck變換器上管MOSFET開關速度的分析及提高

目前，Buck變換器在電腦主機板、通訊電源、手機等電子產品中的應用越來越廣泛。隨著全世界節能減排的發展，Buck變換器的效率成為評價電源系統性能優劣及可靠性的最重要指標。Buck電路的效率跟很多因素有關，例如電感線圈的DCR，電感的磁芯材料，上管(HS)和下管(LS)MOSFET，PCB layout等。為了得到較高的效率，通常我們需要儘可能的提高HS的開關速度以降低其開關損耗，同時需要儘可能的選擇具有較小Rds(on)的LS以降低其導通損耗。

本文將透過功率MOSFET管的工作特性，系統的分析如何選擇具有較快開關速度的上管，同時，在給定上管的條件下，從外圍元件選擇和PCB佈線的角度分析如何進一步最佳化上管的開關速度，從而為設計工程師提供一些依據，來找到系統設計的一些問題，提高電子系統的效率及可靠性。

1. Buck變換器及損耗分析

圖一是基本的同步整流Buck電路，Q1是HS MOSFET，Q4是LS MOSFET, L1為功率電感。這裡我們只考慮MOSFET的損耗，其主要有如下幾種:

1.上管的開關損耗；2.上管的導通損耗；3.下管的開關損耗；4.下管的導通損耗；5.死區時間內二極體的導通損耗；6.下管二極體的反向恢復損耗；7.上下管Coss的損耗；8.上下管的驅動損耗

圖1：Buck Topology

HS的開關損耗在HS和LS總損耗中佔據很高的比例。如下圖為VIN=12V, VOUT=1V, 工作頻率600KHz下各種損耗所佔比重分佈，可以看出，上管的開 關損耗在上下管的總損耗中佔比35%，在上管的總損耗中，上管的開關損耗佔比接近75%。所以，降低上管的開關損耗，對於系統的設計來說尤為重要。由於上管工作在硬開關狀態，只有提高開關速度，才能降低其開關損耗以提高效率。下面，我們重點分析上管的開關速度跟MOSFET的哪些引數有關，以及如果提高開關速度。

圖2：Figure 2 Buck變換器HS和L S損耗分佈

2.影響上管開關速度的引數

(1)HS Rg

HS Rg的大小會影響驅動電流Ig，進而影響上管的開關速度。如下圖所示為當HS Rg從 1歐姆到10歐姆變化時，HS dv/dt會變慢。所以較小的Rg可以獲得較快的開關速度。

圖3：Figure 3 HS Rg引數掃描分析

(2) HS Crss

Crss即米勒電容，較大的Crss意味著在MOSFET開關的時候，米勒平臺就會更長，從而開關速度就會越慢。所以，我們在設計的時候，儘量選擇Crss低的上管來提高開關速度。

圖4：Figure 4 HS Crss引數掃描分析

(3) PCB Layout

HS驅動迴路的PCB layout對其開關速度會產生很大的影響。舉一個例子，如下同步Buck電路，Q1為PairFET，型號為AOE6982T，驅動IC為ISL6207。驅動IC的pin8(phase)為上管的sense pin，該pin的連線位置對驅動迴路會產生很大影響。為了驗證這一影響，我們設計兩個PCB: PCB 1#：驅動IC pin8連線至A點(上管的源極)；PCB 2#：驅動IC pin8連線至B點(電感L1的左端)。

圖5：Figure 5 同步Buck電路

圖6：Figure 6 PCB 1#：驅動IC pin8連線至A點(上管的源極)

圖7：Figure 7 PCB 2#：驅動IC pin8連線至B點

在同樣的條件(兩個板子使用同一顆MOSFET，同一個電感)下，測試兩個板子的效率，得到如下效率曲線。測試條件如下，VIN=12V，VOUT=1V，開關頻率=600KHz, L=250nH。 由曲線可知，在Io=25A時，PCB 1#的效率比PCB 2#高出0.7%， 也就是說，驅動Ic的pin8連線到上管的源極可以得到較高的效率。

圖8：Figure 8 PCB 1#和2#效率對比

分析：上管的驅動分為兩種型別，一種稱為共源電感驅動(common source)，另一種稱為非共源電感驅動（non - common source）。所謂common source就是指上管寄生的源極電感（source inductance）和 PCB走線電感等都被包括在驅動迴路裡面、如下圖，上管驅動的地(HS sense)連線在B點。非共源電感驅動是指如上所說的電感不被包括在驅動迴路裡面，即驅動迴路的地( HS sense)連線在A點。

當採用共源電感驅動方式時，驅動迴路裡面串聯了一個電感LHS，該電感會減慢上管的開關速度。當上管開通時，流過漏源極的電流快速增加，該電流會在LHS上面感應出一個上正下負的電壓LHS*di/dt，該電壓會減慢Vgs的爬升速度，從而減慢上管的開通速度。當上管關閉時，流過漏源的電流快速減小，該電流會在LHS上面感應出一個上負下正的電壓，該電壓會感慢Vgs下降的速度，從而減慢上管的關閉速度。所以，採用共源電感驅動時，LHS會減慢上管的開通和關閉速度，增加了開關損耗，損失了效率。

圖9：Figure 9 HS驅動迴路模型

(4)環路電感(loop inductance)

所謂環路電感，是指整個功率環路的所有電感值的和。如Figure 9所示，L1, LHS和LLS的和即為環路電感。在下管關斷，上管開通的過程中，當上管完全導通(Vds接近於零)後，phase點的電壓Vphase=Vin-(L1+LHS)*di/dt，此時環路電感的大小將控制phase點電壓的上升斜率dv/dt。如Figure10, 環路電感較小時，phase點電壓的dv/dt較大，上管的開通速度較快，開通損耗較小。

圖10：Figure 10 環路電感1.8nH時的開關波形

圖11：Figure 11 環路電感2.8nH時的開關波形

3.結論

(1 )驅動電阻越小，HS的開關速度越快。

(2)Crss越小，HS的開關速度越快。

(3)在PCB layout時， HS驅動的地(HS sense)要從最靠近源極引腳的地方引出以減小驅動迴路裡的電感，提高HS的開關速度。

(4)較小的環路電感，HS可以得到較快的開關速度，在PCB layout時要尤其注意，儘量減小環路電感。