回覆：理解功率MOSFET的開關損耗
功率MOSFET管的柵極電荷特性表述了柵極電壓和柵極電荷的關係，結合柵極的電荷特性和漏極的導通特性可以直觀而形象的理解MOSFET開通及關斷過程。通常很多電子工程師知道，由於米勒電容的效應，MOSFET在開通及關斷過程中產生開關損耗，在他們選型的時候，就會重點檢查功率MOSFET管資料表的Qg和Ciss這兩個引數，認為這兩個因素主要影響開關損耗，本文將詳細的分析計算開關損耗，並論述實際狀態下功率MOSFET的開透過程和自然零電壓關斷的過程，從而使電子工程師知道哪個引數起主導作用並更加深入理解MOSFET。
1. MOSFET開關損耗
1.1開透過程中MOSFET開關損耗
功率MOSFET管的柵極電荷特性如圖1所示，此特性圖可以在MOSFET資料表中查到，開通的工作過程可以參閱相關的文獻。值得注意的是：下面的開透過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態，對於下管是0電壓開通，因此開關損耗很小，可以忽略不計。
開透過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為:
其中: τ=(Rg +Ron)●Ciss，VGS為PWM柵極驅動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯導通電阻，Ciss為MOSFET輸人電容，Rg 為MOSFET的柵極電阻。
VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為:
VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t1為:
VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為:
VGS處於米勒平臺的時間t3為:
t3也可以用下面公式計算：
圖1: MOSFET開關過程中柵極電荷特性
注意到了米勒平臺後，漏極電流達到系統最大電流ID，就保持在電路決定的恆定最大值ID，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉移特性，使柵極電壓和和漏極電流保持比例的關係，漏極電流恆定，因此柵極電壓也保持恆定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺後，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續地增大，直到等於驅動電路的電源的電壓。
MOSFET開通損耗主要發生t2和t3時間段。下面以一- 個具體的例項下計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A, 開關頻率350kHz，PWM柵極驅動器電壓為5V，導通電阻1.50hm、關斷的下拉電阻為0.50hm，所用的MOSFET為A04468，具體引數如下: Ciss= 955pF，Coss 145pF，Crss= 112pF， Rg= 0.50hm；當VGS= 4.5V，Qg= 9nC；當VGS=10V， Qg= 17nC，Qgd= 4.7nC，Qgs= 3.4nC；當VGS=5V 且ID=11.6A，跨導gFS= 19S；當VDS=VGS且ID=250uA，，VTH= 2V；當VGS= 4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mOhm。
開通時米勒平臺電壓Vgp:
計算可以得到電感L= 4.7uH，滿載時電感的峰峰電流為1.454A， 電感的谷點電流為5.273A， 峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP= 2+5.273/19= 2.278V, 可以計算得到:
開透過程中產生開關損耗為:
開透過程中，Crss和米勒平臺時間13成正比，計算可以得出米勒平臺所佔開通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用。Ciss =Crss+Cgs, Ciss所對應電荷為Qg。對於兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關管，即使A管的Qg 和Ciss小於B管時，但如果A管的Crss比B管大得多時，A管的開關損耗卻有可能大於B管。因此在實際的選取MOSFET管，優先考慮米勒電容Crss的值。
減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗，但是過高的開關速度會引起EMI的問題。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝複雜程度和成本。
1.2關斷過程中MOSFET開關損耗
關斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，注意是就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Ohm和Rg串聯計算，同時電流要用最大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值:VGP=2+6.727/19= 2.354V。
關斷過程中產生開關損耗為:
Crss一定時，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。
2. Coss產生開關損耗與對開關過程的影響
2.1 Coss產生的開關損耗
通常，在MOSFET關斷的過程中，Coss充電，能量將儲存電容Coss中，Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt, Coss越大，dVDS/dt就越小， 這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產生EMI的問題。
但是，在硬開關的過程中，Coss又不會能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產生更多的功耗降低系統的整體效率，同時在開透過程中，產生大的電流尖峰。
開透過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產生電流乾擾，帶來EMI的同題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統能夠工作的最小佔空比值。Coss產生的損耗為:
對於BUCK變換器，工作在連續模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續模式時，由於輸出電感以輸出電壓為中心振盪，Coss電壓值為開通瞬態時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。
圖2:斷續模式工作波形
1.2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基於理想狀態下，用工程簡化方式來分析的。由於Coss存在，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，所圖3所示。下面以關斷過程為例說明。基於理想狀態下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在18時間段內線性地從最大值下降到0。
實際過程中，由於Coss影響，由於大部門電流從MOSFET中流過，流過Coss非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的斜率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中，由於電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小。
同樣的，在開通的過程中，由於Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。
在理想狀態的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影所示。而實際的狀態下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影所示。
圖3：MOSFET開關過程中實際波形
從上面的分析可以看出：在實際的狀態下，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時開始快速上升。
圖4：非連續模式開關過程中波形
Coss越大或在DS極額外的並聯更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS。關斷功率損耗越小， 那麼更多能量透過Coss轉移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關週期都工作於ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現其在開透過程的ZVS。如同步BUCK電路下側續流管，由於其寄生的二極體或並聯的肖特基二極體先導通，然後續流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關週期是0電壓的開關ZVS，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產生的導通損耗， 選取時只需要考慮RDS(ON)而不需要考慮Crss的值。
注意到圖1是基於連續電流模式下所得到的波形，對於非連續模式，由於開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗，即非連續模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由於Coss的放電電流產生的。Coss放電快，持續的時間短，這樣電流迅速降低，由於VGS和ID的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑， 並伴隨著振盪。
回覆：理解功率MOSFET的開關損耗
功率MOSFET管的柵極電荷特性表述了柵極電壓和柵極電荷的關係，結合柵極的電荷特性和漏極的導通特性可以直觀而形象的理解MOSFET開通及關斷過程。通常很多電子工程師知道，由於米勒電容的效應，MOSFET在開通及關斷過程中產生開關損耗，在他們選型的時候，就會重點檢查功率MOSFET管資料表的Qg和Ciss這兩個引數，認為這兩個因素主要影響開關損耗，本文將詳細的分析計算開關損耗，並論述實際狀態下功率MOSFET的開透過程和自然零電壓關斷的過程，從而使電子工程師知道哪個引數起主導作用並更加深入理解MOSFET。
1. MOSFET開關損耗
1.1開透過程中MOSFET開關損耗
功率MOSFET管的柵極電荷特性如圖1所示，此特性圖可以在MOSFET資料表中查到，開通的工作過程可以參閱相關的文獻。值得注意的是：下面的開透過程對應著BUCK變換器上管的開通狀態，對於下管是0電壓開通，因此開關損耗很小，可以忽略不計。
開透過程中，從t0時刻起，柵源極間電容開始充電，柵電壓開始上升，柵極電壓為:
其中: τ=(Rg +Ron)●Ciss，VGS為PWM柵極驅動器的輸出電壓，Ron為PWM柵極驅動器內部串聯導通電阻，Ciss為MOSFET輸人電容，Rg 為MOSFET的柵極電阻。
VGS電壓從0增加到開啟閾值電壓VTH前，漏極沒有電流流過，時間t1為:
VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t1為:
VGS電壓從VTH增加到米勒平臺電壓VGP的時間t2為:
VGS處於米勒平臺的時間t3為:
t3也可以用下面公式計算：
圖1: MOSFET開關過程中柵極電荷特性
注意到了米勒平臺後，漏極電流達到系統最大電流ID，就保持在電路決定的恆定最大值ID，漏極電壓開始下降，MOSFET固有的轉移特性，使柵極電壓和和漏極電流保持比例的關係，漏極電流恆定，因此柵極電壓也保持恆定，這樣柵極電壓不變，柵源極間的電容不再流過電流，驅動的電流全部流過米勒電容。過了米勒平臺後，MOSFET完全導通，柵極電壓和漏極電流不再受轉移特性的約束，就繼續地增大，直到等於驅動電路的電源的電壓。
MOSFET開通損耗主要發生t2和t3時間段。下面以一- 個具體的例項下計算。輸入電壓12V，輸出電壓3.3V/6A, 開關頻率350kHz，PWM柵極驅動器電壓為5V，導通電阻1.50hm、關斷的下拉電阻為0.50hm，所用的MOSFET為A04468，具體引數如下: Ciss= 955pF，Coss 145pF，Crss= 112pF， Rg= 0.50hm；當VGS= 4.5V，Qg= 9nC；當VGS=10V， Qg= 17nC，Qgd= 4.7nC，Qgs= 3.4nC；當VGS=5V 且ID=11.6A，跨導gFS= 19S；當VDS=VGS且ID=250uA，，VTH= 2V；當VGS= 4.5V且ID=10A，RDS(ON)=17.4mOhm。
開通時米勒平臺電壓Vgp:
計算可以得到電感L= 4.7uH，滿載時電感的峰峰電流為1.454A， 電感的谷點電流為5.273A， 峰值電流為6.727A，所以，開通時米勒平臺電壓VGP= 2+5.273/19= 2.278V, 可以計算得到:
開透過程中產生開關損耗為:
開透過程中，Crss和米勒平臺時間13成正比，計算可以得出米勒平臺所佔開通損耗比例為84%，因此米勒電容Crss及所對應的Qgd在MOSFET的開關損耗中起主導作用。Ciss =Crss+Cgs, Ciss所對應電荷為Qg。對於兩個不同的MOSFET，兩個不同的開關管，即使A管的Qg 和Ciss小於B管時，但如果A管的Crss比B管大得多時，A管的開關損耗卻有可能大於B管。因此在實際的選取MOSFET管，優先考慮米勒電容Crss的值。
減小驅動電阻可以同時降低t3和t2，從而降低開關損耗，但是過高的開關速度會引起EMI的問題。提高柵驅動電壓也可以降低t3時間。降低米勒電壓，也就是降低閾值開啟電壓，提高跨導，也可以降低t3時間從而降低開關損耗。但過低的閾值開啟會使MOSFET容易受到干擾誤導通，增大跨導將增加工藝複雜程度和成本。
1.2關斷過程中MOSFET開關損耗
關斷的過程如圖1所示，分析和上面的過程相同，注意是就是此時要用PWM驅動器內部的下拉電阻0.5Ohm和Rg串聯計算，同時電流要用最大電流即峰值電流6.727A來計算關斷的米勒平臺電壓及相關的時間值:VGP=2+6.727/19= 2.354V。
關斷過程中產生開關損耗為:
Crss一定時，Ciss越大，除了對開關損耗有一定的影響，還會影響開通和關斷的延時時間，開通延時為圖1中的t1和t2，圖2中的t8和t9。
2. Coss產生開關損耗與對開關過程的影響
2.1 Coss產生的開關損耗
通常，在MOSFET關斷的過程中，Coss充電，能量將儲存電容Coss中，Coss同時也影響MOSFET關斷過程中的電壓的上升率dVDS/dt, Coss越大，dVDS/dt就越小， 這樣引起的EMI就越小。反之，Coss越小，dVDS/dt就越大，就越容易產生EMI的問題。
但是，在硬開關的過程中，Coss又不會能太大，因為Coss儲存的能量將在MOSFET開通的過程中，放電釋放能量，將產生更多的功耗降低系統的整體效率，同時在開透過程中，產生大的電流尖峰。
開透過程中大的電流尖峰產生大的電流應力，瞬態過程中有可能損壞MOSFET，同時還會產生電流乾擾，帶來EMI的同題；另外，大的開通電流尖峰也會給峰值電流模式的PWM控制器帶來電流檢測的問題，需要更大的前沿消隱時間，防止電流誤檢測，從而降低了系統能夠工作的最小佔空比值。Coss產生的損耗為:
對於BUCK變換器，工作在連續模式時，開通時MOSFET的電壓為輸入電源電壓。當工作在斷續模式時，由於輸出電感以輸出電壓為中心振盪，Coss電壓值為開通瞬態時MOSFET的兩端電壓值，如圖2所示。
圖2:斷續模式工作波形
1.2 Coss對開關過程的影響
圖1中VDS的電壓波形是基於理想狀態下，用工程簡化方式來分析的。由於Coss存在，實際的開關過程中的電壓和電流波形與圖1波形會有一些差異，所圖3所示。下面以關斷過程為例說明。基於理想狀態下，以工程簡化方式，認為VDS在t7時間段內線性地從最小值上升到輸入電壓，電流在18時間段內線性地從最大值下降到0。
實際過程中，由於Coss影響，由於大部門電流從MOSFET中流過，流過Coss非常小，甚至可以忽略不計，因此Coss的充電速度非常慢，電流VDS上升的斜率也非常慢。也可以這樣理解：正是因為Coss的存在，在關斷的過程中，由於電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較低的電壓，可以認為是ZVS，即0電壓關斷，功率損耗很小。
同樣的，在開通的過程中，由於Coss的存在，電容電壓不能突變，因此VDS的電壓一直維持在較高的電壓，實際的功率損耗很大。
在理想狀態的工程簡化方式下，開通損耗和關斷損耗基本相同，見圖1中的陰影所示。而實際的狀態下，關斷損耗很小而開通損耗很大，見圖3中的陰影所示。
圖3：MOSFET開關過程中實際波形
從上面的分析可以看出：在實際的狀態下，Coss將絕大部分的關斷損耗轉移到開通損耗中，但是總的開關功率損耗基本相同。圖4波形可以看到，關斷時，VDS的電壓在米勒平臺起始時，電壓上升速度非常慢，在米勒平臺快結束時開始快速上升。
圖4：非連續模式開關過程中波形
Coss越大或在DS極額外的並聯更大的電容，關斷時MOSFET越接近理想的ZVS。關斷功率損耗越小， 那麼更多能量透過Coss轉移到開通損耗中。為了使MOSFET整個開關週期都工作於ZVS，必須利用外部的條件和電路特性，實現其在開透過程的ZVS。如同步BUCK電路下側續流管，由於其寄生的二極體或並聯的肖特基二極體先導通，然後續流的同步MOSFET才導通，因此同步MOSFET是0電壓導通ZVS，而其關斷是自然的0電壓關斷ZVS，因此同步MOSFET在整個開關週期是0電壓的開關ZVS，開關損耗非常小，幾乎可以忽略不計，所以同步MOSFET只有RDS(ON)所產生的導通損耗， 選取時只需要考慮RDS(ON)而不需要考慮Crss的值。
注意到圖1是基於連續電流模式下所得到的波形，對於非連續模式，由於開通前的電流為0，所以，除了Coss放電產生的功耗外，沒有開關的損耗，即非連續模式下開通損耗為0。但在實際的檢測中，非連續模式下仍然可以看到VGS有米勒平臺，這主要是由於Coss的放電電流產生的。Coss放電快，持續的時間短，這樣電流迅速降低，由於VGS和ID的受轉移特性的約束，所以當電流突然降低時，VGS也會降低，VGS波形前沿的米勒平臺處產生一個下降的凹坑， 並伴隨著振盪。